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正确偏置TL431 可获得更好的输出阻抗
[ 发布日期:2011-08-24 10:32:23 | 浏览:249次 ]
正确偏置TL431 可获得更好的输出阻抗
作者:安森美半导体公司Christophe BASSO
众所周知,TL431 在开关电源(SMPS)反馈环路中是参考电压。该器件结合了参考电压与
集电极开路误差放大器,具有操作简单和成本低廉等优点。虽然 TL431 已在业内被长期广泛
采用,但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流,以致在无意间降低产品的最终性能。
图 1 TL431 等效电路图
图 2 SMPS 简化直流模型(不考虑输入波动) 图 3 使用传统的分流稳压器配置连接 TL431
图 4 TL431 偏置电流过低时性能将明显下降
TL431的简化电路图如图 1所示,图中包括了驱动 NPN 晶体管的参考电压和误差放大器,
在该封闭的电源系统中,一部分输出电压一直与 TL431 的 Vref(参考电压)进行比较。转换
器简化直流模型如图 2 所示,Vout 与 Vref 通过受传输率 影响的电阻分压器进行比较,可
得到输出电压的理论值为 Vref/α。然而,整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压,
如下式所示,其中每个希腊字母均表示一个增益,RSOL 表示开环输出阻抗。
Vout=(Vref-α×Vout) ×β×G- RSOL×Vout / RL (1)
Vout= Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL / RL) (2)
静态误差=Vref/α- Vout= Vref×(RSOL+ RL)/ [α×(RSOL+α×β×G×RL+RL)] (3) 从式(3)中可看出,增大增益的值有助减小静态误差,提高输出电压精度。受增益环路
影响的另一个重要参数是输出阻抗,系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。任何发生器
均可简化为它的 Thevenin 等效,即一个电压电源 Vth (空载时测得的 Vout,即令式 2 中的
RSOL / RL =0)与一个输出阻抗 Rth 的串联电路。设当负载电阻 RL 为闭环输出阻抗 Rth 时,
输出电压 Vout 可减小至 Vth/2,以此来计算输出阻抗 Rth,也可将其表示为 RSCL。令 Vth/2
= Vout 求 RSCL,由式(2)可得:
Vref×β×G/(1+α×β×G)/2=Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL/Rth) (4)
RSCL = RSOL/(1+α×β×G) (5)
由式(5)可得出如下结论:
1.如果直流误差放大器的增益较大,且 DC 较高,则 RsCL 接近于零;
2.由于对反馈返回路径 进行了补偿,所以,当增益随频率增大而减小时,RSCL 开始
增大。阻抗模块随频率增大而增大,说明该阻抗类似于电感;
3.当增益 降至零时,系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同,均为 RSOL。此时,系统
开环工作。
因此,为了减小静态误差 ,并降低转换器的动态输出阻抗,大多数 SMPS 设计人员会
在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由 TL431 提供,可以采用如图 3 所示的纯
积分器配置进行连接。
假设图 3 中的 Rbias 不存在。首先计算分压器网络 Rupp 和 Rlow,桥接电流 Ib 应大于
TL431 参考引脚的偏置电流 6.5uA(最大值),以减小因偏置而引起的 Rupp 误差。对于 12V
输出电压,假设 Ib=1mA。由于 TL431 通过 Rlow 施加的电压为 2.5V,而 Rupp 施加的电流为
1mA,因此可以计算出 Rlow 为 2.5 / 1m = 2.5k ,而 Rupp 则等于(12-2.5)/ 1m=9.5k 。
可进一步选择更小的偏置电流,以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后,即可计
算 RS。RS 必须能提供足够的电流,使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于 1.2V,以启动空载
工作状态下的跳周期。在 NCP1200 中,引脚 2 和内部 5V 参考电压间有一个 8k 的上拉电阻。
如果反馈电流为 475uA,可将引脚 2 拉至 1.2V (Vpin2=5-475 ×8k)。考虑到光耦合器在较
差情况下有 50%的电流转换比例(CTR),则 RS 必须小于(Vout-2.5-1V) / 950 <8.94k ,
假设为 8.2k 。
在 CTR 为 150%的较差情况下,表示 LED 中需要的电流较小,如果将 8.2k 电阻与 TL431串联,则会发生以下情况:
1. 轻负载情况:IFB = 475uA,则 IL = 475uA/ 1.5 = 316uA
2. 中负载情况:VFB = 2.3V,IFB = 337.5uA,则 IL = 337.5 / 1.5=225uA
3. 重负载情况:VFB = 3V,IFB = 250uA,则 IL = 250 /1.5 = 166uA
在这种情况下,TL431 的偏置电流不仅随着负载电流而变化,而且也随着光耦合器 CTR
的变化而变化。此外,减小 RS 也不起任何作用,应该通过调节 LED 的内部电流,来调整控
制器端的正确反馈电压。这种情况的设计问题源自 TL431 的数据表:必须插入大于 1mA 的偏
置电流,才能从不同规格的 TL431 增益中获益。如果不能正确偏置 TL431,就会降低开环增
益 ,导致 增大,RSCL 也随之增大。
这一问题可通过增加偏置电阻 Rbias,在外部施加一个偏置电流而解决。由于最缺少电
流,所以必须计算此电阻在较差情况下,也就是重负载情况和最高 CTR 时的值。这时 IL =
166uA。因此,RS 上的电压为 166uA×8.2k = 1.36V。假设 LED 的正激压降为 1V,则阴极电
压为 12 -1.36-1 = 9.64V。已知 Vout 恒定为 12V,通过 Rbias 施加 1mA 电流得到,Rbias =
(12-9.64) / 1m = 2.36k ,或用 2.2k 得到归一化值。因此,在 TL431 上施加的最小电
流为 1mA + 166 A = 1.16mA。在空载情况下,IL=316uA ,阴极电压为 12-(8.2k×316 )-1
= 8.4V,因此,流经 TL431 的总偏置电流为(12-8.4)/2.2k= 1.63mA,加上实际的反馈电流
值 316uA,总偏置电流为 1.95mA,应处于安全电流范围内。
在 NCP1200 构成的电源上进行了有偏置电阻和无偏置电阻的实验,结果如图 4 所示。没
有偏置元件时,输出阻抗测量值为 57m ;连接偏置电阻(阻值为 3.3k )后,输出阻抗值降
至 4m 。
总之,通过外部电阻对 TL431 进行正确偏置是非常重要的。如果无法承受额外的
1mA 输出电流的预算(由于要尽量降低空载待机能耗),就应使用 TLV431 (Vref =
1.24V) 或 NCP100 (Vref = 0.7V),因为它们只需要 100uA 的最小偏置电流,且
击穿电压更小。此外,8.2k 的串联电阻 RS 极为罕见,因为该电阻结合光耦合
器的集电极上拉电阻可以产生直流增益。如果电阻值约为 1k 或稍大于 1k ,
则更接近标准值
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